地点：深圳国际会展中心（宝安区）

展位号：15B53

地点：东京幕张展览馆

展位号：K045

地点：广州保利世贸博览馆

展位号：2C09

氮化镓，由镓（原子序数 31）和氮（原子序数 7）结合而来的化合物。它是拥有稳定六边形晶体结构的宽禁带半导体材料。禁带，是指电子从原子核轨道上脱离所需要的能量，氮化镓的禁带宽度为 3.4eV，是硅的 3 倍多，所以说氮化镓拥有宽禁带特性（WBG）。

GAN材料特性

与Si相比，GAN具有禁带宽度大、高击穿场强、高电子迁移率、高电子饱和漂移速度的特点

禁带宽度：半导体的禁带宽度与晶格原子之间的化学键强度有关，更强的化学键意味电子更难从一个位置跳跃到下一个位置，所以较大的禁带宽度的半导体材料具有较低的本征泄漏电流和较高的工作温度

临界场强：更强的化学键导致更大的禁带宽度，也导致引起雪崩击穿时更高的临界击穿电场

电子迁移率： GaN的击穿场强是Si的10倍，电子迁移率约为Si的1.5倍，可以有效减小导通电阻Rdson。换言之，对于相同的导通电阻Rdson，GaN的芯片面积更小，有利于减小器件的寄生参数。

电子饱和漂移速度：电子饱和漂移速度代表电子整体漂移速度随电场增加能够达到的上限，对器件的工作频率有重要影响。GaN的电子饱和漂移速度是Si的2.5倍，可以显著提升器件的工作频率。

GAN晶体管的基本结构

从结构上讲，GAN器件以横向结构为主，从下到上分为衬底（substrate）、缓冲层（buffer）、GaN外延层（epitaxy）与AlGaN势垒层（barrier）。AlGaN势垒层与GaN外延层的界面处发生极化效应，在GaN内形成一层电子，称为二维电子气（2DEG）。2DEG作为天然的导电沟道， 使得GaN HEMT保持常开，属于耗尽型（D-Mode）器件。

在电力电子变换器中使用D-Mode器件时，需要在G、S之间加负压关断器件，这会增加驱动电路的复杂性，也带来器件直通的隐患。为应对这个问题，业界通常有两种解决方案，一是采用级联（cascode）结构，二是采用在门极增加P型氮化镓从而形成增强型（常闭）晶体管，如下图所示,级联常关器件为增强型SI FET和耗尽型GAN串联，门级驱动直接接到低压MOS而不是GAN，目前主流的技术是使用P-GaN的工艺结构增强型晶体管，在GaN 的栅极下方放置了PGaN层。PGaN使栅极下方的GaN外延层形成耗尽区，阻断了2DEG。随着Vgs的电压逐渐加大，栅极下方的2DEG逐渐恢复，沟道能够导通的电流Ids也越大。当Ids达到指定值时，对应的Vgs称为阈值电压Vth。

GaN晶体管电气特性

材料特性和器件结构的差异导致GaN与Si MOSFET在电气特性方面有所区别，以下为GAN与SI对比数据

1）：耐压特性

雷击，启机或负载切换等偶发事件可能引起器件的Vds过压，实际测试中，GaN可承受比SI更高的电压。

2）：开关速度

开关速度主要受Ciss（Ciss=Cgs+Cgd）影响。Ciss越大， Vgs的变化速度越慢，开关速度也越慢。类似规格的GaN与Si MOSFET对比，其Ciss小于Si MOSFET的1/10。减小结电容有利于提高开关速度，降低损耗以及高频化工作。经测试，GaN的导通速度明显更快，有效缩短了Vds与Id的交叠时间，从而降低开关损耗。器件高频化工作可以有效减小电路中电感、变压器以及电容的尺寸，显著提高功率密度。

3）：驱动特性

? ?GaN HEMT 的驱动电平与Si MOSFET存在差异。产品规格书规定了Vgs的电平范围，保证栅极不被损坏。此外，Vgs决定器件沟道开通程度。由输出特性曲线可见，Vgs越大，沟道开通越充分，器件的通流能力越强。

4）：反向特性

? ?Si MOSFET依靠体二极管实现反向导通。二极管在正向导通到反向截止的过程中，由于电荷储存效应，会流过反向电流，称为二极管的反向恢复。这个过程会带来额外的损耗和噪声，妨碍电路的效率提升和EMI设计。GaN HEMT不存在体二极管，依靠自身沟道实现反向导通，因此避免了反向恢复带来的问题。

在电子电路中常被当作可控延时开关元件来使用。由于其独特的物理特性，使之在高频开关电

源的开关噪声抑制，大电流输出辅路稳压，移相全桥变换器，谐振变换器及逆变电源等方面得

到了日益广泛的应用。

一、?饱和电感的分类

1、饱和电感的分类

饱和电感可分为自饱和与可控饱和二类。

1.1 自饱和电感

其电感量随通过的电流大小可变。若铁心磁特性是理想的（例如呈矩形），如图1（a）所示，则饱和电感工作时，类似于一个“开关”，即绕组中的电流小时，铁心不饱和，绕组电感很

大，相当于“开路”；绕组中电流大时，铁心饱和，绕组电感小，相当于开关“短路”。

1.2 可控饱和电感

又称可控饱和电抗器，其基本原理是，带铁心的交流线圈在直流激磁作用下，由于交直流同时激磁，使铁心状态一周期内按局部磁回线变化，因此，改变了铁心等效磁导率和线圈电感。若铁心磁特性是理想的（B－H特性呈矩形），则可控饱和电感类似于一个“可控开关”。在开关电源中，应用可控饱和电感可以吸收浪涌，抑制尖峰，消除振荡，与快速恢复整流管串联时可使整流管损耗减小。如图1（b）所示，可控饱和电感具有高磁滞回线矩形比（Br/Bs），高起始磁导率μi，低矫顽力Hc，明显的磁饱和点（A，B）及由于其磁滞回线所包围的面积狭小而使其高频磁滞损耗较小等特征。为此，可控饱和电感在应用方面的两个显著特点为

1）由于饱和磁场强度很小，所以，可饱和电感的储能能力很弱，不能被当作储能电感使用。

可饱和电感的最大储能Em的理论值可用式（1）表示。

Em=μVH2/2 （1）

式中：μ为临界饱和点磁导率；

H为临界饱和点磁场强度；

V为磁性材料的有效体积。

2）由于可饱和电感的起始磁导率高，磁阻小，电感系数和电感量都很大，在施加外部电压

时，电感内部起始电流增长缓慢，只有经过Δt的延时后，当电感线圈中的电流达到一定数值时，

可饱和电感才会立即饱和，因而在电路中常被当作可控延时开关元件使用。

（a）理想磁特性B=f(H)????????? (b)可饱和电感的B=f(H)

图1 饱和电感的B－H特性

二、饱和电感在开关电源中的应用

2.1 尖峰抑制器

开关电源中尖峰干扰主要来自功率开关管和二次侧整流二极管的开通和关断瞬间。具有容

易饱和，储能能力弱等特点的饱和电感能有效抑制这种尖峰干扰。将饱和电感与整流二极管串

联，在电流升高的瞬间，它呈现高阻抗，抑制尖峰电流，而饱和后其饱和电感量很小，损耗小。

通常将这种饱和电抗器作为尖峰抑制器。

在图2所示电路中，当S1导通时，D1导通，D2截至，由于可饱和电感Ls的限流作用，D2中流过的反向恢复电流的幅值和变化率都会显著减小，从而有效地抑制了高频导通噪声的产生。当S1关断时，D1截至，D2导通，由于Ls存在着导通延时时间Δt，这将影响D2的续流作用，并会在D2的负极产生负值尖峰电压。为此，在电路中增加了辅助二极管D3和电阻R1。

图2 尖峰抑制器的应用

2.2 磁放大器

磁放大器是利用可控饱和电感导通延时的物理特性，控制开关电源的占空比和输出功率。

该开关特性受输出电路反馈信号的控制，即利用磁芯的开关功能，通过弱信号来实现电压脉冲

脉宽控制以达到输出电压的稳定。在可控饱和电感上加上适当的采样和控制器件，调节其导通

延时的时间，就可以构成最常见的磁放大器稳压电路。

磁放大器稳压电路有电压型控制和电流型控制两种。图3所示为电压型复位电路，它包括电

压检测及误差放大电路，复位电路和控制输出二极管D3，它是单闭环电压调节系统。

图3 磁放大器电压型复位稳压电路

图4所示为移相全桥ZVS-PWM开关电源磁放大器稳压器。全桥开关电路变压器二次双半波

整流各接一个磁放大器SR，其铁心绕有工作绕组和控制绕组。在正半周，当某输出整流管正偏

（另一输出整流管反偏），变压器副边输出的方波脉冲加在相应的工作绕组上，使SR铁心正向

磁化（增磁）；在负半周，该输出整流管反偏，和控制绕组串联的二极管D3正偏导通，在直流控制电流Ic的作用下，使该SR的铁心去磁（复位）。

图4 移相全桥ZVS-PWM开关电源磁放大器稳压器

控制电路的工作原理是：开关电源输出电压与基准比较后，经误差放大控制MOS管的栅极，

MOS管提供与输出电压有关的磁放大器SR的控制电流Ic。

2.3 移相全桥ZVS-PWM变换器

移相全桥ZVS-PWM变换器结合了零电压开关准谐振技术和传统PWM技术两者的优点，工作频率固定，在换相过程中利用LC谐振使器件零电压开关，在换相完毕后仍然采用PWM技术传送能量，控制简单，开关损耗小，可靠性高，是一种适合于大中功率开关电源的软开关电路。但当负载很轻时，尤其是滞后桥臂开关管的ZVS条件难以满足。将饱和电感作为移相全桥ZVS-PWM变换器的谐振电感，能扩大轻载下开关电源满足ZVS条件的范围。将其应用于弧焊逆变电源中，可减少附加环路能量和有效占空比的损失，在保证效率的基础上，扩展了零电压切换的负载范围，提高了软开关弧焊逆变电源的可靠性。

将饱和电感与开关电源的隔离变压器二次输出整流管串联，可消除二次寄生振荡，减小循环能量，并使移相全桥ZVS-PWM开关电源的占空比损失最小。除此以外，将饱和电感与电容串接在移相全桥ZVS-PWM开关电源变压器一次，超前臂开关管按ZVS工作；当负载电流趋近于零时，电感量增大，阻止电流反向变化，创造了滞后臂开关管ZCS条件，实现移相全桥ZV-ZCSPWM变换器。

2.4 谐振变换器

采用串联电感或饱和电感的串联谐振变换器如图5所示。当谐振电感电流工作在连续状

态时，开关管为零电压/零电流关断，但开通是硬开通，存在开通损耗。反并联二极管为自然开

通，但关断时有反向恢复电流，因此，反并联二极管必须采用快恢复二极管。为了减小开关管

的开通损耗，实现零电流开通，可以使开关管串联电感或饱和电感。开关管开通之前，饱和电

感电流为零。当开关管开通时，饱和电感限制开关管的电流上升率，使开关管电流从零慢慢上升，从而实现开关管的零电流开通，同时改善了二极管的关断条件，消除了反向恢复问题。

2.5 逆变电源

逆变电源以其控制性能好，效率高，体积小等诸多优点，被广泛用于自动控制，电力电子

及精密仪器等各个方面。它的性能与整个系统的品质息息相关，尤其是电源的动态性能。由于

逆变电源自身的特点，其动态特性一直不够理想。采用PWM和PFM控制的逆变电源，其工作原理决定了要得到平滑的电流电压波形，必须在其输出电路上加续流电感，而该电感正是影响逆变电源动态性能的主要因素。对于恒压源，电感电流与负载完全成反比关系；对于可控恒流源，要使电感电流由小变大，必然要以小的负载值作为前提，尽管不是完全的对应关系，但可以说电流的变化在某种程度上反映了负载的变化。因此，采用随电流增大而减小的电感作为逆变电源的输出电感，可有效地改变电源输出电路的时间常数T，使其完全与R成反比（T=L/R），进而在负载变化范围内维持在一个相对较小的数值上，这样自然会提高动态性能。

1）IEC 62368-1中是根据不同的接触时间来定义不同等级热能量源（TS1，TS2和TS3）下可接触部件的温升限值，要求常温下小于77度，具体要求如下：

2）IEC60601-1需要根据使用时与产品的接触时间来决定限值要求，如果定义接触时间小于1秒，要求操作温度下外壳温度小于86度，如果定义接触时间大于1秒小于10秒，要求操作温度下外壳温度小于71度，具体要求如下：

PD协议的通信编码为Bi-phase Mark Coded (BMC)，BMC编码规则是曼切斯特编码的一个版本，数据1的传输，需要有一次高/低电平之间的切换过程，而0的传输则是固定的高电平或者低电平，BMC的最大频率达300KHz，单指令长度在1ms内。

PD的物理层由发射模块和接收模块组成，通过CC脚进行通信，由于CC是单线协议，所以所有通信都是半双工的，如下图。

通过BMC解码后，并不是最终可以解析的数据。PD通信协议在这里增加了一个软编码，称为4B5B编码。即接收到的数据每5个二进制数据，需要经过一个4B5B编码表还原成正确的PD通信数据。4B5B的解码表如下：

PD通信指令包格式如下：

一个完整包结构包括引导码，SOP*使用场景码，Message?Header功能码，Byte0-n数据码和CRC校验码，EOP结束码，如果Byte数据码没有，说明指令仅仅作为控制指令使用，没有数据内容，所以叫做控制包。有数据内容的叫做数据包，通常数据包里携带了要变化的电压值和电流值等信息。

1、引导码：通过64位交替的0和1锁定接收端，与数据包的其余部分不同，前导码不应该进行4b/5b编码，并且应该以0开关，以1结尾。

2、SOP*码：所有的USBPD传输流程，都是从SOP开始，SOP*代表SOP, SOP’, SOP’’，不同的使用场景会用到不同的SOP，每个SOP也由不同的特殊编码组成，数据包使用SOP作为开头， 表示指令是在Source与SINK之间进行的，如果没有检测到有效的SOP，则整个传输将被丢弃，数据包使用SOP’, SOP’’， 表明是Source与E-marker之间的通信。

3、Message?Header功能码：通常包括：数据包还是控制包说明，如果是数据包还包含了有多少个数据包的信息，电源角色，数据角色，PD的协议版本，消息类型等

当message Header中的Number of Data Objects位设置为0时，表示当前指令包为控制包，控制消息类型由message Header的message type决定，具体如以下表格所示

当message Header中的Number of Data Objects位设置非0值时，表示当前指令包为数据包，数据消息类型由message Header的message type决定，具体如以下表格所示

4、数据码：Message?Header向右就是数据区域，通过4B5B的转换后，SOP是16个二进制位，Message?Header也是16个二进制位，而数据区域，每个独立的数据块包括了32个二进制位

5、CRC：数据模块右边就是一个32位的数据校验区域，也称作CRC校验。CRC校验是PD通信协议中独特的一套校验方式，为了保持数据的完整与纠错，整个PD指令任何一个位变动，都会造成CRC改变。

6、EOP结束码：经过了引导码，SOP码，MessageHeader，data码，CRC码后，接下来就是EOP码即结束码，在4B5B中我们可以看到接收到01101的BMC编码，即代表PD指令包全部接收完毕。

BMC编码的通信，也可以使用逻辑分析仪进行分析，用来抓取每个数据包，并且获得数据包的作用,以下是手机充电时充电器与手机的交互信息。

PD规范中，对不同功率的电压电流作了以下定义

对于5V/9V/15V来说，最大的电流为3A，在20V的配置当中，如果是普通的电流，则最大能够支持20V/3A，即60W，如果使用的是带了E-Marker的线缆，则供电能达到20V5A，即100W。

支持超高速数据传输（USB3.1）或者是供电电流超过3A，电缆都必须使用E-Marker进行标识。线缆中有IC，他们需要从VCONN获得电源。

我们注意到，线缆中有1K的下拉电阻Ra，这样在线缆插入的时候，Source会识别到CC1和CC2电压下降的情况，具体的电压会告诉主机哪个端子被Sink的5.1K下拉，那个端子被线缆的1K电阻下拉。因此线缆的插入方向也可以被识别到。Source就可以通过开关，给E-Marker提供VCONN

如下图为带E-Marker的情况：

（1）电缆接通之后，Source的一根CC线被来自VCONN的1K拉低

（2）Source检测到此电压，知道电缆中有E-Marker，因此切换VCONN到对应的CC引脚

（3）在之后，PD通信将会包含Source和E-Marker之间的通信（SOP’&SOP”）Source和Sink之间为SOP

标准更新

2021年5月，USB-IF协会公布了全新快充标准USBPD3.1，新的标准增加了扩展功率范围（EPR），可使充电器的充电功率从PD3.0最高的100W，提升到最高240W

开关电源的工作模式较多（CCM,DCM,QR,BURST）,并且同步整流控制IC都是被动接收同步方式，因此很难避免在任何负载及全电压输入条件下故障发生，以下是一些常见问题及改善对策

1：MOS管提前开通或关断

产生原因：

1）SR IC_gate驱动输出受干扰导致提前开通

2）SR IC内部斜率检测电路受干扰，会出现提前开通，或在第一个Ring开通

3）SR IC_gate开通后受初级漏感和MOS的DS电容振荡干扰而误触发关断MOS

产生影响：

1）SR MOS的Gate被提前关断，会导致体内二极管导通时间长，效率低，同步MOS温度高。

2）从初级Vds或次级Vds看波形，会有大小波出现（针对CCM模式）。

解决对策：

1） 选择好的SR IC品牌

2） 改善PCB layout（针对外推MOS的SRIC）

3） 调整初级吸收RCD电路，比如吸收二极管串一个阻尼电阻

2：初次级MOS共通问题

产生原因：

在CCM中，当初级MOS开启时，次级MOS应该要及时准确的关断，当次级MOS关断延时太长，存在初次级MOS共通的可能

产生影响：

次级会产生很大的反向电流，严重会损坏MOS

解决对策：

1） 选择Turn-off Time Delay时间非常短的SR IC

2） 选择合适的SR MOSFET(使用较小的Qg)

3） 加大Q1_Gate驱动电阻，减慢其驱动速度

4） 设计恰当的次级RC吸收回路参数

3：输出电压下降，纹波大，带载能力下降

产生原因：

（针对PSR?架构下的同步整流应用）针对在高压230Vac条件下其工作频率去到80KHz或以上的PSR IC方案(BCM/QR，频率限制在110KHz)，当电源系统工作在低压115V (实际从170Vac以下电压都有机会出现输出掉坑问题。同步MOS没打开，体内二极管已经工作，导致输出电压下降(一个PN结压降)。

产生影响：

Vout输出电压掉坑，不稳定，纹波大，严重情况下会导致输出电压直接掉到4.2-4.5V，输出电流也下降（只能带到满载的1/2 or 2/3）

解决对策：

1） 把变压器感量调低,?降低工作频率到80KHz以下会有部分改善,但不能完全解决这个问题。

2）使用DCM的PSR IC，工作频率在70KHz以下。

4：输出短路SCP后，SR MOS管温度高，输入瞬时功率增加

产生原因：

当输出端进入短路保护，初级IC进入HiccupMode,如果VCC供电不够的话，SR MOS进入UVLO欠压保护,那么Isd就流入MOS体内二极管，此时，SR MOS温度升高，输入瞬时功率相对增大。

解决对策：

1. 选择Vo短路保护值低于Vdd_UVLO的SRIC；
2. 如果SR IC没有Vo短路保护功能，可尝试增加Vcc电容容量。

一、??? 雷击浪涌规格评估

浪涌测试条件:差模DM:±4KV(2Ω),共模CM:±4KV(12Ω)，0°、90°、180°和270°相位正负各五次，浪涌时间60S/次。

?

方案一：采用常规前级防雷电路设计

?按最新安规条例，压敏电阻MOV1规格采用10621，相对于10561规格，使用10621增大了保护电路的动作电压，同等雷击条件下，前级防雷效果相对变差，电源出现偶发性BD1击穿、保险丝F1及电解电容C1鼓包或者漏液现象。

原因分析：

（1）热敏电阻NTC1取值：

初步分析，热敏电阻取值会影响雷击一致性。浪涌冲击时热敏阻值会下降，前级抗雷击性能下降，从而导致桥堆BD1偶发性击穿。

实验验证：

保持其他参数不变，进行相同测试环境进行雷击验证，对比分析判断热敏电阻取值会影响雷击一致性，实验验证该电路应用条件下，热敏电阻取值应在20Ω~30欧，同时验证产品效率和温升满足要求；

（2）前级防雷器件厂家差异：

初步分析，不同品牌部分参数有所差异。同一规格器件，不同供应商选材有所差异，性能有所偏差，针对电解电容、保险丝和桥堆进行不同品牌雷击对比验证。

实验验证：

经对比测试，

①、选用不同品牌压敏电阻进行雷击测试，经多组对比验证，不同品牌压敏容其它器件雷击测试要求；

②、选用不同规格及品牌保险丝进行雷击测试，经多组对比验证，保险丝选用合适规格（I2t满足设计要求即可），不同品牌保险丝兼容其它器件雷击测试要求；

③、选用不同品牌桥堆和保险丝进行雷击测试，经多组对比验证，器件特性有细微差异，但符合要求，不同品牌桥堆和保险丝兼容其它器件雷击测试要求；

④、选用同一规格不同品牌电解电容及符合设计要求为前提同一品牌不同参数电容进行雷击测试，经对比验证，不同品牌电解电容器件特性差异明显，有个别样品试验过程出现掉电现象。经拆解分析为桥堆BD1击穿、保险丝F1熔断及电解电容C1开阀，替换不同桥堆继续验证，偶尔出现桥堆击穿及电容鼓包或者漏液现象，热敏电阻需采用30Ω该品牌电容轻微鼓包（效果相对其它品牌较差）可满足雷击要求，因前面验证不同品牌压敏电阻、桥堆和保险丝兼容其它器件雷击要求，判断为该品牌电解电容雷击一致性较差，不满足整机雷击一致性要求。

经以上对比验证，在器件参数满足差模DM:±4KV(2Ω),共模CM:±4KV(12Ω)条件下，导致保险丝F1熔断、桥堆BD1击穿及电解电容C1的原因主要是电解电容C1差异。

方案二：采用绕线电阻防浪涌电路

在原有电路基础上，删除压敏电阻MOV1用料，F1替换为绕线电阻，其它参数不变。该电路结构，雷击验证过程出现电解电容C1开阀漏液及绕线电阻炸毁情况。

原因分析：

（1）绕线电阻阻值及品牌差异：

初步分析，绕线电阻阻值及品牌会影响雷击一致性。

实验验证：

经对比测试，

??绕线电阻阻值会影响整机雷击效果，阻值越大防雷效果较好，但损耗也会越高，评估确认阻值大小影响功耗、温升及雷击浪涌，不同品牌之间也会有所差异。在符合以上雷击参数的前提下同步满足整机温升要求，综合评估确定出绕线电阻取值，当选用防雷效果较好品牌电解电容可以满足。

（2）电解电容品牌差异：

同方案一，保持其它参数不变，选用不同品牌电解电容进行雷击测试，经对比验证，测试后电容特性差异明显，有部分样品出现炸机现象。经拆解分析为绕线电阻炸毁及电解电容C1开阀，判断为这些品牌电解电容雷击一致性较差，不满足整机雷击一致性要求。

二、??? 总结

方案一为常规防浪涌电路结构，雷击一致性较好，整机性能相对较好。方案二电路结构限制性大，阻值选用单一，对电解电容防雷要求较高，适合功率较低电源，优点是成本相对较低。以上两种方案可根据客户需求斟酌选用。